Наибольшее распространение получили двухтактные источники вторичного электропитания, хотя и имеют более сложную электрическую схему по сравнению с однотактными. Они позволяют получать на выходе значительно большую выходную мощность при высоком КПД.
Схемы двухтактных преобразователей-инверторов имеют три вида включения ключевых транзисторов и первичной обмотки выходного трансформатора: полумостовая, мостовая и с первичной обмоткой имеющей отвод от середины.

Полумостовая схема построения ключевого каскада.
Ее особенностью является включение первичной обмотки выходного трансформатора в среднюю точку емкостного делителя С1 — С2.

Амплитуда импульсов напряжения на переходах транзисторов эмиттер-коллектор Т1 и Т2 не превышает Uпит величины питающего напряжения. Это позволяет использовать транзисторы с максимальным напряжением Uэк до 400 вольт.
В то же время напряжение на первичной обмотке трансформатора Т2 не превышает значения Uпит/2, потому, что снимается с делителя С1 — С2 (Uпит/2).
Управляющее напряжение противоположной полярности подается на базы ключевых транзисторов Т1 и Т2 через трансформатор Тр1.


В мостовом преобразователе емкостной делитель (С1 и С2) заменен транзисторами Т3 и Т4. Транзисторы в каждом полупериоде открываются попарно по диагонали (Т1, Т4) и (Т2, Т3).

Напряжение на переходах Uэк закрытых транзисторов не превышает напряжения питания Uпит. Но напряжение на первичной обмотке трансформатора Тр3 увеличится и будет равно величине Uпит, что повышает КПД преобразователя. Ток же через первичную обмотку трансформатора Тр3 при той же мощности, по сравнению с полумостовой схемой, будет меньше.
Из за сложности в наладке цепей управления транзисторов Т1 – Т4, мостовая схема включения применяется редко.

Схема инвертора с так называемым пушпульным выходом наиболее предпочтительна в мощных преобразователях-инверторах. Отличительной особенностью в данной схеме является то, что первичная обмотка выходного трансформатора Тр2 имеет вывод от середины. За каждый полупериод напряжения поочередно работает один транзистор и одна полуобмотка трансформатора.

Данная схема отличается наибольшим КПД, низким уровнем пульсаций и слабым излучением помех. Достигается это за счет уменьшения тока в первичной обмотке и уменьшения рассеиваемой мощности в ключевых транзисторах.
Амплитуда напряжения импульсов в половине первичной обмотки Тр2 возрастает до значения Uпит, а напряжение Uэк на каждом транзисторе достигает значения 2 Uпит (ЭДС самоиндукции + Uпит).
Необходимо использовать транзисторы с высоким значением Uкэmах, равным 600 – 700 вольт.
Средний ток через каждый транзистор равен половине тока потребления от питающей сети.

Обратная связь по току или по напряжению.

Особенностью двухтактных схем с самовозбуждением является наличие обратной связи (ОС) с выхода на вход, по току или по напряжению.

В схеме обратной связи по току обмотка связи w3 трансформатора Тр1 включена последовательно с первичной обмоткой w1 выходного трансформатора Тр2. Чем больше нагрузка на выходе инвертора, тем больше ток в первичной обмотке Тр2, тем больше обратная связь и больше базовый ток транзисторов Т1 и Т2.
Если нагрузка меньше минимально допустимой, ток обратной связи в обмотке w3 трансформатора Тр1 недостаточен для управления транзисторами и генерация переменного напряжения срывается.
Иными словами, при пропадании нагрузки — генератор не работает.

В схеме обратной связи по напряжению обмотка обратной связи w3 трансформатора Тр2 соединена через резистор R с обмоткой связи w3 трансформатора Тр1. По этой цепи осуществляется обратная связь с выходного трансформатора на вход управляющего трансформатора Тр1 и далее в базовые цепи транзисторов Т1 и Т2.
Обратная связь по напряжению слабо зависит от нагрузки. Если же на выходе будет очень большая нагрузка (короткое замыкание), напряжение на обмотке w3 трансформатора Тр2 снижается и может наступить такой момент, когда напряжение на базовых обмотках w1 и w2 трансформатора Тр1 будет недостаточно для управления транзисторами. Генератор перестанет работать.
При определенных обстоятельствах это явление может быть использовано как защита от короткого замыкания на выходе.
На практике широко применяются обе схемы с обратной связью ОС как по току, так и по напряжению.

Двухтактная схема инвертора с ОС по напряжению

Для примера, рассмотрим работу наиболее распространенной схемы преобразователя-инвертора – полумостовой схемы.
Схема состоит из нескольких независимых блоков:

• — выпрямительный блок – преобразует переменное напряжение 220 вольт 50 Гц в постоянное напряжение 310 вольт;
• — устройство запускающих импульсов – вырабатывает короткие импульсы напряжения для запуска автогенератора;
• — генератор переменного напряжения – преобразует постоянное напряжение 310 вольт в переменное напряжение прямоугольной формы высокой частоты 20 – 100 КГц;
• — выпрямитель – преобразует переменное напряжение 20 -100 КГц в постоянное напряжение.

Сразу после включения питания 220 вольт начинает работать устройство запускающих импульсов, представляющий из себя генератор пилообразного напряжения (R2, С2, Д7). От него запускающие импульсы поступают на базу транзистора Т2. Происходит запуск автогенератора.
Ключевые транзисторы открываются поочередно и в первичной обмотке выходного трансформатора Тр2, включенной в диагональ моста (Т1,Т2 – С3,С4), образуется переменное напряжение прямоугольной формы.
С вторичной обмотки трансформатора Тр2 снимается выходное напряжение, выпрямляется диодами Д9 — Д12 (двухполупериодное выпрямление) и сглаживается конденсатором С5.
На выходе получается постоянное напряжение заданной величины.
Трансформатор Т1 используется для передачи импульсов обратной связи от выходного трансформатора Тр2 на базы ключевых транзисторов Т1 и Т2.


Двухтактная схема ИБП имеет ряд преимуществ перед однотактной схемой:

• — ферритовый сердечник выходного трансформатора Тр2 работает с активным перемагничиванием (наиболее полно используется магнитный сердечник по мощности);
• — напряжение коллектор – эмиттер Uэк на каждом транзисторе не превышает напряжение источника постоянного тока в 310 вольт;
• — при изменении тока нагрузки от I = 0 до Imax, выходное напряжение изменяется незначительно;
• — выбросы высокого напряжения в первичной обмотке трансформатора Тр2 очень малы, соответственно меньше уровень излучаемых помех.

И еще одно замечание в пользу двухтактной схемы!!

Сравним работу двухтактного и однотактного автогенераторов с одинаковой нагрузкой.
Каждый ключевой транзистор Т1 и Т2 за один такт работы генератора используется всего половину времени (одну полуволну), вторую половину такта «отдыхает». То есть вся вырабатываемая мощность генератора, делится пополам между обоими транзисторами и передача энергии в нагрузку идет непрерывно (то от одного транзистора, то от другого), во время всего такта. Транзисторы работают в щадящем режиме.
В однотактном же генераторе накопление энергии в ферритовом сердечнике происходит во время половины такта, во второй половине такта идет ее отдача в нагрузку.

Ключевой транзистор в однотактной схеме работает в четыре раза более напряженном режиме, чем ключевой транзистор в двухтактной схеме.

Одной из популярнейших топологий импульсных преобразователей напряжения является двухтактный преобразователь или push-pull (в дословном переводе - тяни-толкай).

В отличие от однотактного обратноходового преобразователя (flyback), энергия в сердечнике пуш-пула не запасается, потому что в данном случае это - сердечник трансформатора, а не , он служит здесь проводником для переменного магнитного потока, создаваемого по очереди двумя половинами первичной обмотки.

Тем не менее, несмотря на то, что это именно импульсный трансформатор с фиксированным коэффициентом трансформации, напряжение стабилизации выхода двухтактника все равно может изменяться посредством варьирования ширины рабочих импульсов (с помощью ).

В силу высокой эффективности (КПД до 95%) и наличия гальванической развязки первичной и вторичной цепей, двухтактные импульсные преобразователи широко используется в стабилизаторах и инверторах мощностью от 200 до 500 Вт (блоки питания, автомобильные инверторы, ИБП и т.д.)

На рисунке ниже изображена общая схема типичного двухтактного преобразователя. Как первичная, так и вторичная обмотки имеют отводы от середин, чтобы в каждый из двух рабочих полупериодов, когда активен только один из транзисторов, была бы задействована своя половина первичной обмотки и соответствующая половина вторичной обмотки, где напряжение упадет лишь на одном из двух диодов.

Применение двухполупериодного выпрямителя с диодами Шоттки, на выходе двухтактного преобразователя, позволяет снизить активные потери и повысить КПД, ведь экономически гораздо целесообразнее намотать две половины вторичной обмотки, чем нести потери (финансовые и активные) с диодным мостом из четырех диодов.

Ключи в первичной цепи двухтактного преобразователя (MOSFET или IGBT) должны быть рассчитаны на удвоенное напряжение питания, чтобы выдержать действие не только ЭДС источника, но и добавочное действие ЭДС, наводимых во время работы друг друга.

Особенности устройства и режима работы двухтактной схемы выгодно отличают ее от полумостовой, прямоходовой и обратноходовой. В отличие от полумостовой, здесь нет необходимости развязывать цепь управления ключами от входного напряжения. Двухтактный преобразователь работает как два однотактных прямоходовых преобразователя в одном устройстве.

К тому же, в отличие от прямоходового, духтактному преобразователю не нужна ограничительная обмотка, так как один из выходных диодов продолжает проводить ток даже при закрытых транзисторах. Наконец, в отличие от обратноходового преобразователя, в двухтактнике ключи и магнитопровод используются более щадящим образом, а эффективная длительность импульсов больше.

Во встроенных блоках питания электронных устройств все более популярны двухтактные схемы с управлением по току. При таком подходе проблема повышенного напряжения на ключах исключается на корню. В общую истоковую цепь ключей включается резистор-шунт, с которого снимается напряжение обратной связи для защиты по току. Каждый цикл работы ключей ограничивается по длительности моментом достижения током заданной величины. Под нагрузкой выходное напряжение, как правило, ограничивается посредством ШИМ.

При проектировании двухтактного преобразователя особое внимание уделяют подбору ключей, чтобы сопротивление открытого канала и емкость затвора были бы как можно меньше. Для управления затворами полевых транзисторов в двухтактном преобразователе чаще всего применяют микросхемы-драйверы затворов, которые легко справляются со своей задачей даже на частотах в стони килогерц, свойственных импульсным источникам питания любой топологии.

Этот недостаток отсутствует в двухтактных схемах автогенераторов, которые позволяют не только увеличить КПД преобразователя, но и получить импульсы напряжения, по форме более близкие к прямоугольной, что упрощает сглаживающий фильтр и обеспечивает большее постоянство выпрямленного напряжения. В этих схемах целесообразно использовать схемы выпрямления, в которых отсутствует постоянное вынужденное подмагничивание магнитопровода (двухфазная двухполупериодная с выводом средней точки и однофазная мостовая).

В схемах двухтактных автогенераторов роль переключателей выполняют транзисторы, которые поочередно открываются и закрываются подобно транзисторам в схемах симмертичного мультивибратора. Такие схемы могут быть собраны с общим эмиттером, с общей базой и общим коллектором. Наибольшее распространение находит схема с общим эмиттером, которая при малых напряжениях источника U вх позволяет получить высокий КПД.

Двухтактный преобразователь напряжения, собранный по схеме с общим эмиттером (рис. 3), состоит из двух транзисторов VT 1 VT 2 и трансформатора, имеющего три обмотки: коллекторную (состоит из двух полуобмоток ω К1 и ω К2), базовую (состоит из двух полуобмоток ω Б1 и ω Б2) и выходную ω ВЫХ. Как и в однотактном преобразователе, коллекторная обмотка является первичной, а базовая - обмоткой обратной связи.

Рис. 3. Двухтактный полупроводниковый преобразователь напряжения, собранный по схеме с общим эмиттером

Магнитопровод трансформатора выполняется из материала с прямоугольной петлей гистерезиса (рис. 4, а).

Рис. 4. К принципу действия двухтактного преобразователя напряжения:

а - петля гистерезиса магнитопровода импульсного трансформатора;

б - диаграммы напряжений, магнитного потока и токов в схеме

В качестве материала для магнитопровода используется пермаллой и ферриты различных марок. Делитель напряжения R 1 R 2 обеспечивает запуск преобразователя, поскольку при включении питающего напряжения U вх на резисторе R 1 (рис. 3) появляется небольшое падение напряжения (в среднем 0,7 В), минус которого приложен к базам транзисторов. Это напряжение выводит рабочую точку транзистора в область больших токов, обеспечивая самовозбуждение генератора. Конденсатор С 1 повышает надежность процесса самовозбуждения. Емкость С 1 подбирается экспериментально; значение ее находится в пределах от 0,1 до 2 мкФ.

Принцип работы схемы двухтактного преобразователя состоит в следующем. При включении напряжения питания U вх падение напряжения на R 1 откроет оба транзистора VT 1 и VT 2 , при этом вследствие разброса параметров транзисторов токи i К1 и i К2 , протекающие по ним, не могут быть совершенно одинаковыми. Допустим i К1 > i К2 при этом в магнитопроводе трансформатора возникнет магнитный поток, направление которого определяется преобладающим током коллектора i К1 (рис. 3, направление i К1 показано сплошными стрелками). Этот поток наводит ЭДС на всех обмотках трансформатора (рис. 3, знаки без скобок), причем ЭДС, наводимая в базовых полуобмотках ω Б1 и ω Б2 , создаст на базе VT 1 «минус», а на базе VT 2 «плюс», что приведет к еще большей разнице в токах i К1 и i К2 . Благодаря положительной обратной связи в схеме процесс открытия VT 1 и закрытия VT 2 протекает лавинообразно и весьма быстро приводит транзистор VT 1 в режим насыщения. К полуобмотке ω Б1 окажется приложенным напряжение

где U кэ1 нас -падение напряжения на открытом транзисторе VT 1 .

Транзистор VT 1 будет открыт до тех пор, пока магнитный поток трансформатора не достигнет значения Ф s (поток насыщения). Как видно из рис. 4, а при прямоугольной петле гистерезиса трансформатора магнитный поток далее почти не изменяется, оставаясь практически постоянным, а, как известно из теории трансформаторов (гл. 1), при постоянном магнитном потоке в обмотках трансформатора ЭДС наводиться не может. По этой причине в момент достижения магнитным потоком значения Ф s исчезают (или становятся весьма малы) ЭДС во всех обмотках трансформатора, а соответственно и токи в этих обмотках.

Резкое уменьшение токов в обмотках вызывает появление в них ЭДС противоположной полярности (рис. 3, знаки в скобках), т.е. на базе VT 1 появится положительное напряжение по отношению к эмиттеру и транзистор VT 1 закроется, а на базе транзистора VT 2 появится отрицательное напряжение по отношению к эмиттеру, что приводит к отпиранию VT 2 и к появлению тока i К2 в полуобмотке ω К2 (направление i К2 показано пунктиром). Это вызывает увеличение отрицательного напряжения в базе VT 2 и дальнейший рост тока i К2 ; этот процесс протекает лавинообразно и весьма быстро приводит транзистор VT 2 в режим насыщения. В результате (при открытом VT 2) к полуобмотке ω к2 окажется приложенным напряжение

Таким образом, напряжение на каждой из полуобмоток ω к1 и ω к2 определяется формулами (1) и (2) и имеет форму прямоугольных импульсов (рис. 4, б, график и к ).

Частота генерации преобразователя согласно

где U кэ нас -падение напряжения на транзисторе в режиме насыщения; U r -падение напряжения на активном сопротивлении половины первичной обмотки трансформатора, В; ω к - число витков половины вторичной обмотки (ω к =ω к1= ω к2); B s -значение индукции насыщения, Тл; S c - площадь сечения магнитопровода трансформатора.

Как видно из (3), частота генерации преобразования f п зависит от напряжения источника питания U BX и от тока нагрузки I 0 . Дело в том, что при увеличении тока нагрузки увеличивается ток на выходе инвертора (I Вых), а следовательно, возрастает ток в первичной обмотке (ток I к). Увеличение тока I к приведет к увеличению падения напряжения на ней, т. е. U r , и согласно формуле (3) частота f п уменьшится.

При коротком замыкании на выходе преобразователя транзисторы VT 1 и VT 2 выходят из режима насыщения и генерация срывается. При устранении короткого замыкания схема легко возбуждается; таким образом, данная схема нечувствительна к коротким замыканиям.

0

Двухтактные преобразователи могут быть с самовозбуждением и с независимым возбуждением. В настоящее время в основном применяют преобразователи с независимым возбуждением, имеющие более высокий КПД. На практике применяют три основных схемы двухтактных преобразователей: с выводом нейтральной точки первичной обмотки трансформатора (со средней точкой), полумостовые и мостовые. Трансформатор, входящий в состав преобразователя имеет две идентичные первичные обмотки с числом витков W 11 = W 12 = W 1 и две идентичные вторичные обмотки с числом витков W 21 = W 22 = W 2 .

Рассмотрим установившийся режим работы идеального преобразователя в случае безразрывных токов дросселя L при широтно-импульсном управлении транзисторами VT1 и VT2. При переводе СУ транзистора VT1 в режим насыщения к первичной обмотке W 11 трансформатора будет приложено напряжение источника энергии U 0 .

В результате на зажимах вторичной обмотки W 21 появится ЭДС Е 2 с полярностью, обеспечивающей открытие диода VD1. При этом на интервале открытого состояния VT1 все остальные диоды и транзистор VТ2 будут закрыты.

Поскольку ЭДС Е 2 = U 0 n 21 = U 0 W 2 /W 1 , то к обмотке дросселя L будет приложено напряжение, равное U 0 n 21 - U н. Под действием этого напряжения ток в обмотке дросселя L будет нарастать до линейному закону от минимального до максимального значения, соответствующего моменту времени t = γТ, когда СУ переведет транзистор VT1 в закрытое состояние.

На этом временном интервале осуществляется передача энергии в нагрузку, накопление энергии в дросселе L и подзаряд конденсатора С1. При этом напряжение, приложенное к закрытому транзистору VT2, оказывается равным 2U 0 . При запирании транзистора VT1 меняется полярность ЭДС на зажимах всех обмоток трансформатора, что приводит к запиранию диода VD1 и открыванию диода VD3. В результате к обмотке дросселя будет приложено напряжение, равное напряжению на нагрузке, и он будет отдавать ранее запасенную энергию в нагрузку и конденсатор С1 (пока ток дросселя будет больше тока нагрузки). При этом напряжение, приложенное к закрытым транзисторам VT1 и VT2, оказывается равным напряжению источника энергии U 0 , так как трансформатор оказывается в режиме короткого замыкания (при отключенной первичной обмотки от источника энергии).

В момент t/T = 0,5 СУ переводит транзистор VT2 в открытое состояние, в результате чего первичная обмотка W 12 трансформатора (находящегося в режиме короткого замыкания) подключается к источнику энергии. Это приводит к резкому увеличению тока в обмотках W 22 и W 12 трансформатора. В момент, когда ток в обмотке W 22 достигает значения тока дросселя L, начинается процесс запирания диода VD3. На интервале 0,5Т ≤ t ≤ (0 5 + γ)Т транзистор УТ2 открыт и находится в режиме насыщения, а ток дросселя опять нарастает от минимального до максимального значения.

Регулировочная характеристика данного преобразователя имеет следующий вид: U H = 2n 21 γU 0 .

Как видно из выражения, регулировочная характеристика данного преобразователя отличается от регулировочной характеристики однотактного преобразователя с прямым включением диода только множителем 2. Однако в последнем случае требуется два отдельных трансформатора, расчетная мощность каждого из которых в два раза меньше мощности трансформатора двухтактного преобразователя. Кроме того, следует помнить, что перемагничивание материала магнитопровода в однотактных преобразователях с прямым включением диода осуществляется по частному несимметричному циклу перемагничивания, тогда как в данном идеальном преобразователе перемагничивание осуществляется по частному симметричному циклу. Поэтому размеры трансформатора в двухтактном преобразователе будут меньшими по сравнению с размерами двух трансформаторов однотактных преобразователей.

Выражение для критического значения индуктивности L кp дросселя L, обеспечивающей безразрывность тока дросселя при минимальном значении тока нагрузки J н min принимает для двухтактного преобразователя (или двух однотактных, работающих на общий фильтр) следующий вид:

Разница в работе будет заключаться в только том, что на интервалах закрытого состояния транзисторов оба диода на выходе преобразователя (VD1, VD2) будут открыты и через каждый из них будет замыкаться ток, равный половине тока дросселя. Например, широко применяемые в системах электропитания аппаратуры телекоммуникаций вольтодобавочные (стабилизирующие) преобразователи КВ-12/100 (КС-14/100) представляют собой рассматриваемый двухтактный преобразователь в варианте без диода VD3.

В реальных двухтактных преобразователях, работающих на частотах 20 кГц и выше, неодинаковое значение времени рассасывания избыточных носителей в транзисторах при их запирании приводит к тому, что приращение магнитного потока в трансформаторе на интервале открытого состояния одного транзистора отличается от приращения магнитного потока на интервале открытого состояния другого транзистора. В результате в двухтактных преобразователях может появиться так называемое одностороннее подмагничивание материла магнитопровода трансформатора. И, как результат, насыщение материала магнитопровода и короткое замыкание для источника энергии, приводящее к выходу из строя транзисторов. Другой причиной появления одностороннего подмагничивания является электрическая несимметрия схемы, возникающая, как правило, при низких уровнях выходного напряжения. Для того чтобы исключить явление одностороннего подмагничивания, приходится прибегать к существенному усложнению схемы управления в двухтактных преобразователях по сравнению с однотактными. С этой целью в схему управления вводится, например, устройство, следящее за средним значением токов транзисторов и при их разбалансировке обеспечивающее автоматическую коррекцию длительности включенного состояния транзисторов.

Рассмотренный преобразователь на практике применяется при относительно невысоких напряжениях источника энергии, так как напряжение, приложенное к закрытому транзистору, оказывается в два раза больше напряжения источника энергии. При высоком значении напряжения U 0 (в несколько сотен вольт) широко применяются полумостовые и мостовые схемы двухтактных преобразователей.

В полумостовом преобразователе параллельно источнику энергии с напряжением U 0 устанавливаются два последовательно соединенных между собой конденсатора с одинаковой емкостью. Первичная обмотка трансформатора TV1 включается между общей точкой этих конденсаторов и общей точкой транзисторов VT1 и VT2.

В идеальном преобразователе среднее значение напряжения на каждом из конденсаторов равно половине напряжения U 0 . При переводе СУ, например, транзистора VT1 в режим насыщения напряжение, приложенное к первичной обмотке трансформатора TV1, будет равно напряжению на конденсаторе С1. В результате ЭДС Е 2 на зажимах вторичной обмотки VT1 будет равна U 0 n 21 /2. При этом будут открыты диоды VD3 и VD6. Напряжение, приложенное к закрытому транзистору VT2, равное сумме напряжения на конденсаторе С2 и ЭДС первичной обмотки TV1, будет равно напряжению U 0 . Для того чтобы исключить интервалы, на которых оба транзистора открыты одновременно, длительности открытого состояния VT1 и VT2 должны быть меньше половины периода преобразования энергии. На интервалах открытого состояния VT1 (VT2) осуществляется передача энергии а нагрузку и ее накопление в дросселе L1 и конденсаторе С3. Кривые тока коллектора транзисторов, тока дросселя L1, напряжения на входе фильтра L1 С3 и напряжения на нагрузке по форме полностью совпадают с соответствующими кривыми. На интервалах выключенного состояния транзисторов открыты все четыре диода выходного выпрямителя и через каждый из них протекает ток, равный половине тока дросселя, при этом напряжение приложенное к закрытым транзисторам равно U 0 /2. Регулировочная характеристика полумостового преобразователя (при его работе в режиме безразрывных токов дросселя L1) имеет следующий вид: U H = γU 0 n 21 .

Выражение для критического значения индуктивности L кp дросселя L, обеспечивающей безразрывность тока дросселя при минимальном значении тока нагрузки I н min принимает для полумостового преобразователя следующий вид:

Полумостовые преобразователи обычно применяются при выходной мощности до нескольких сотен ватт, так как с увеличением выходной мощности резко увеличиваются габаритные размеры конденсаторов C1, С2. Кроме того, при прочих равных условиях ток коллектора транзисторов в полумостовых преобразователях в два раза больше, чем в мостовых преобразователях, что приводит к большим потерям в них и к увеличению габаритов радиаторов охлаждения транзисторов.

В мостовом преобразователе при классическом, так называемом симметричном способе управления транзисторами СУ обеспечивает синхронную коммутацию диагональных транзисторов (VT1 и VT4 на интервале первой половины периода, а затем VT2 и VT3 на интервале второй половины периода преобразования энергии). При этом на интервале открытого состояния любой пары диагональных транзисторов напряжение, приложенное к первичной обмотке TV1 и к каждому из закрытых транзисторов в идеальном преобразователе равно напряжению источника энергии. В остальном работа мостового преобразователя при симметричном способе управления транзисторами подобна работе рассмотренных выше двухтактных преобразователей.

В интервале открыты диагональные транзисторы VT1 и VT4, в результате ток i 1 , равный сумме намагничивающего тока (тока холостого хода) трансформатора и тока дросселя: L1, приведенного к первичной обмoтке, втекает в начало первичной обмотки TV, открыт выходной диод VD5 и осуществляется передача энергии в нагрузку и ее накопление дросселями L1 и L. При этом напряжение на конденсаторах С2 и С3. равно напряжению U 0 . В момент t 1 схема управления выключает VT4, вследствии чего ток i 1 начинает замыкаться по цепи: первичная обмотка TV (в том же направлении) - конденсатор С3 - открытый транзистор VT1 - дроссель L. Начинается быстрый процесс перезаряда конденсатора С3 и заряд конденсатора С4. За время, меньшее t зад, напряжение на конденсаторе С3 уменьшается до нуля, а на конденсаторе С4 нарастает до U 0 . После того как напряжение на С3 снизилось до нуля, открывается диод VD3 и ток i 1 далее замыкается через этот диод, так что к моменту t 2 - моменту открытия VT3 - напряжение на нем равно практически нулю, т. е. отсутствуют потери мощности при его открытии. В интервале первичная обмотка TV и дроссель L оказываются закороченными диодом VD3 и транзистором VT1, так что ток в этой цепи практически не претерпевает изменений. В момент t 3 выключается транзистор VT1 и начинается быстрый перезаряд конденсатора С2 (и заряд конденсатора С1), так что за время, меньшее t зад, напряжение на C2 спадает до нуля, после чего открывается диод VD2. До момента t 4 - момента открытия транзистора VT2 - ток, поддерживаемый дросселем L, замыкается через диоды VD2, VD3 и источник энергии U 0 , т. е. энергия, запасенная этим дросселем, возвращается в источник. Включение VT2 также происходит без потерь мощности. На интервале открыты VT2 и УТ3, ток i 1 меняет свое направление, открыт выходной диод VD6 и энергия передается от источника в нагрузку, а также запасается дросселями. Далее процессы в схеме протекают аналогичным образом.

Для исключения явления одностороннего подмагничивания трансформатора в полумостовых и мостовых ПН последовательно с первичной обмоткой трансформатора достаточно часто включается конденсатор. Такое введение конденсатора имеет место, например, в ПН блоков питания ПК, в выпрямителях ВБВ-60/25-3к.

На выходе любого из рассмотренных двухтактных преобразователей выходной выпрямитель может быть выполнен либо по однофазной мостовой схеме, либо по двухполупериодной схеме выпрямления. Однофазная мостовая схема выпрямления обычно применяется только при относительно высоких уровнях выходного напряжения (несколько десятков вольт и выше), так как характеризуется большими потерями в вентильном комплекте по сравнению с двухполупериодной схемой.

Используемая литература: Электропитание устройств и систем телекоммуникаций:
Учебное пособие для вузов / В. М. Бушуев, В. А. Демянский,
Л. Ф. Захаров и др. - М.: Горячая линия-Телеком, 2009. -
384 с.: ил.

Скачать реферат: У вас нет доступа к скачиванию файлов с нашего сервера.

На рис. 5 представлена схема двухтактного транзисторного каскада усиления с трансформаторным входом и выходом.

Верхнее плечо усилителя образует транзистор VТ 1 и верхние полуобмотки трансформаторов ТV 1 и ТV 2, нижнее плечо включает в свой состав транзистор VТ 2, нижние полуобмотки трансформаторов ТV 1 и ТV 2. В идеальном случае оба плеча совершенно одинаковы и схема симметрична относительно горизонтальной оси, проходящей через средние точки трансформаторов.

Усилитель может работать как в режиме класса А , так и класса В . Для перевода каскада в режим В достаточно уменьшить напряжение смещения на R 2 (увеличить сопротивление R 1 и уменьшить R 2 , либо исключить цепи смещения) до величины обеспечивающей, угол отсечки 90 0 . Рассмотрим режим класса В .

Характеристика схемы . Двухтактный каскад усиления с трансформаторным входом и выходом, последовательного коллекторного питания, со смещением постоянным напряжением, создаваемым током делителя на резисторах R 1, R 2, собран на транзисторах типа n-p-n по схеме с ОЭ, работающих в режиме класса В .

Назначение элементов. Трансформатор ТV 1 предназначен для получения двух одинаковых по амплитуде и противоположных по фазе напряжений, а также согласования сопротивлений источника сигнала с входным сопротивлением усилителя.

Трансформатор ТV 2 обеспечивает согласование сопротивлений нагрузки с выходным сопротивлением коллекторных цепей транзисторов.

Конденсатор С бл1 блокирует R 2 по переменному току, уменьшая потери переменной составляющей входного сигнала.

Делитель R 1 , R 2 обеспечивает требуемое положение НРТ на характеристиках транзисторов.

Принцип работы схемы. При отсутствии входного сигнала (U 1 =0) и включенном источнике питания протекает ток делителя. На резисторе R 2 создаётся напряжение смещения, величина которого обеспечивает положение НРТ в начале проходных статических характеристик транзисторов. Оба транзистора закрыты. Через трансформатор ТV2 ток не протекает и напряжение на выходе равно нулю. Таким образом, в статическом режиме постоянные токи через транзисторы не протекают, т.е. в режиме В ток покоя транзисторов практически равен нулю, что уже предопределяет пониженный расход тока питания.

При подаче на вход схемы переменного напряжения, например, гармонического сигнала (U 1 ¹ 0) на вторичных обмотках трансформатора ТV1 образуются два вторичных напряжения, сдвинутых относительно друг друга на 180 0 (см. рис. 5). В результате один из транзисторов, например, верхний VT1 переходит в активный режим (открывается) и форма тока через него повторяет форму приложенного напряжения. Импульс тока через верхний трансформатор протекает по цепи: +Е k , верхняя полуобмотка ТV2, К, КП, ЭП, Э, ┴, -Е k . Он индуцирует по вторичной обмотке TV2 импульс тока, протекающий через нагрузку. И в то же время нижний транзистор находится в режиме отсечки и через нижнюю полуобмотку трансформатора ток не протекает.

При смене полярности входного напряжения состояние транзисторов изменяется на противоположное. В этом случае импульс тока под воздействием входного сигнала протекает в нижнем плече каскада по цепи: +Е k , нижняя полуобмотка ТV2, К, КП, ЭП, Э, ┴, -Е k . В результате во вторичной обмотке трансформатора ТV2 возбуждается ток обратного направления.

Таким образом, через нагрузку протекает ток, форма которого совпадает с формой управляющего напряжения (U 1). Временные диаграммы управляющего напряжения, токов через транзисторы, нагрузку и через источник питания приведены на рис. 6.

Как следует из рисунка ток, протекающий через транзисторы, представляет собой косинусоидальные импульсы с длительностью, равной половине периода управляющего напряжения. Транзисторы здесь работают строгопоочередно: каждый пропускает полуволну тока только в свой полупериод колебания (рис. 6). Во вторую половину периода он заперт и тока от источника питания не потребляет. В этот полупериод работает второй транзистор. Такой режим называют режимом класса В . Токи коллекторов транзисторов VT1 и VT2 можно представить в виде ряда Фурье:

Поскольку точки i k1 и i k2 обтекают половины обмоток ТV2 в противоположных направлениях, то результирующий магнитный поток, создаваемый ими, пропорционален их разности. Ток через нагрузку пропорционален магнитному потоку, следовательно, для тока в нагрузке можно записать

Ток в цепи питания усилителя равен сумме токов плеч:

Из полученных результатов следует:

1. Поскольку выходной ток содержит только нечётные гармоники , в двухтактном каскаде происходит компенсация чётных гармоник токов плеч в нагрузке . Это позволяет снизить уровень нелинейных искажений, используя экономичный режим В .

2. На выходе каскада будут компенсироваться все помехи , наводимые синфазно в плечах как от источника питания, так и от других источников. Это снижает чувствительность усилителя к пульсациям питающего напряжения, что позволяет упростить сглаживающие фильтры в цепях питания.

3. Разностный ток плеч не содержит постоянной составляющей тока , при этом отсутствует постоянное подмагничивание сердечника трансформатора. Это позволяет использовать данный трансформатор при более высоком уровне выходного сигнала или при заданной выходной мощности существенно снизить его габариты, массу, стоимость.

Поскольку токи через транзисторы протекают лишь в часть периода, а в остальное время транзистор закрыт, то уменьшается мощность рассеяния транзистора , что позволяет в двухтактной схеме усилителя применить транзистор, рассеивающий на порядок меньшую мощность, чем транзистор в однотактном каскаде, работающем в режиме класса А при той же полезной мощности. Расчёты показывают, что КПД в двухтактном каскаде может приблизиться к 78,6 %. Это достигается большим коэффициентом использования коллекторного напряжения и малой величиной постоянной составляющей тока коллектора (режим класса В ).

Форма частотных характеристик усилителя мощности определяется частотными свойствами трансформатора . Аналитические выражения для АЧХ совпадают с аналогичными выражениями для однотактного трансформаторного каскада.

Недостатки трансформаторного каскада :

· большие размеры, масса и стоимость;

· сравнительно узкая полоса рабочих частот;

· искажения и большие фазовые сдвиги на краях полосы пропускания, что препятствует охвату оконечного каскада глубокой ООС, так как нарушается устойчивость;

· наличие трансформаторов обусловливает невозможность интегрального исполнения УМ. Существуют дополнительные потери полезной энергии в трансформаторах, их КПД обычно составляет 0,7 ¸ 0,9.

Кроме того, режим В хотя и обеспечивает высокий КПД, но вносит повышенные нелинейные искажения, обусловленные кривизной начального участка передаточной характеристики транзисторов I к (U бэ), вследствие чего совмещенная характеристика обоих транзисторов (рис. 7, а ), представляющая зависимость их разностного тока, имеет подобие ступеньки в окрестности перехода через нуль.

Это вызывает так называемые центральные ступеньки на синусоиде разностного тока (рис. 7, б ), а значит, и выходного напряжения.

Для их устранения применяется режим АВ, в котором подается небольшое исходное смещение НРТ А1 и А2 транзисторов так, что они оказываются на середине начальных криволинейных участков передаточных характеристик (рис. 8, а ). Совмещая характеристики транзисторов по напряжению U бэ точками А1 и А2, видим, что характеристика разностного тока получается прямой (штриховая линия на рисунке) и ступенек не возникает (рис. 8, б ). В режиме АВ при малых токах работают оба плеча одновременно подобно режиму А и нелинейность характеристик плеч взаимно компенсируется.

В режиме АВ при малых амплитудах КПД оконечного каскада понижается (по сравнению с режимом В). Однако общий КПД всего усилителя понижается мало, так как ток покоя оконечных транзисторов обычно бывает меньше общего тока питания предварительных каскадов. Режим АВ для двухтактных каскадов является самым распространенным, поскольку обеспечивает высокий КПД и небольшие нелинейные искажения.

Двухтактные бестрансформаторные каскады

Бестрансформаторные схемы получают всё большее применение. При их реализации легко осуществлять непосредственную связь между каскадами (без разделительных конденсаторов). Они имеют хорошие частотные и амплитудные характеристики, легко выполняются по интегральной технологии, т.к. не содержат громоздкие трансформаторы. Чаще всего бестрансформаторные усилители собирают по двухтактной схеме и работают они в основном в режиме АВ.

Название "бестрансформаторный каскад" в общем случае носит условный характер; дело в том, что, как правило, в усилителях применяются двух-трех элементные составные транзисторы в каждом плече. Поэтому плечо представляет собой двух-трехкаскадный усилитель.

На рис. 9 приведена одна из распространенных схем двухкаскадного бестрансформаторного усилителя мощности с параллельным управлением транзисторами оконечного двухтактного каскада (на VT 2 и VT 3) однофазным переменным напряжением.

Для исключения необходимости двух источников питания сопротивление нагрузки R н подключено через разделительный конденсатор C 2 к одному из полюсов источника E п. Это возможно потому, что через нагрузку протекает только переменный ток. Напряжение между выводами конденсатора C 2 почти постоянно и близко к E п /2. В режиме АВ, в полупериод когда транзистор VT 3 открывается, конденсатор С 2 в цепи нагрузки включается последовательно с источником Е п и их напряжения вычитаются, так что итоговое напряжение питания одного плеча равно Е п - Е С2 = Е п /2, а конденсатор С 2 частично заряжается током транзистора VT 3. В полупериод работы транзистора VT 2 конденсатор с напряжением E C 2 = Е п /2 служит источником питания и частично разряжается.

В схемах бестрансформаторных каскадов большой мощности возникает затруднение в выборе комплементарной пары мощных транзисторов с совпадающими или близкими параметрами. Выход - применение в плечах двухкаскадной схемы выходного каскада составных транзисторов.